El transistor como interruptor

Ideal: abierto I = 0, cerrado V = 0. Siempre V·I = 0: no disipa.

El transistor se parece si solo trabaja en corte y en saturación (BJT) u óhmica (MOSFET). La zona activa se evita.

Diferencias con el ideal:

• Cerrado queda una caída: V_CE(sat) o I_DR_DS(on).
• Cambiar de estado dura t_ON, t_OFF: mientras, V e I a la vez.
• El control no es gratis: I_B o V_GS suficiente.
• Límites de tensión, corriente y temperatura.

Corte: V_BE ≈ 0 → I_C = 0.

Saturación: la corriente la fija la carga:

Hace falta I_B > I_C/h_FE, pero h_FE varía mucho y no dice cuánto vale V_CE(sat).

• Transistor de potencia: I_B y V_CE(sat) de las curvas del fabricante.
• Transistor auxiliar (baja potencia): se sobreexcita la base.

Corte: V_GS < V_GS(th) (1–4 V); en la práctica V_GS = 0.

Óhmica: una resistencia pequeña, de mΩ a algunos Ω:

No basta superar el umbral: V_GS debe permitir conducir I_L con V_DS pequeña. R_DS(on) se da a 10 V.

Solo los de nivel lógico (especificados a ≤ 4,5 V) se gobiernan directamente desde un µC. La puerta no consume corriente en continua.

V_CE frente a I_B (eje logarítmico), una curva por I_C. Tres tramos:

• Vertical: base insuficiente, zona activa (I_B ≈ I_C/h_FE).
• Codo: empieza a saturarse.
• Horizontal: saturado; más I_B apenas baja V_CE(sat).

Compromiso: más I_B → menos V_CE(sat) y menos potencia en el transistor, pero más corriente y calor en el circuito de base.

Curvas I_D–V_DS para varias V_GS (o directamente R_DS(on) frente a I_D). Para la corriente de la carga y la V_GS disponible:

• I_L cae en el tramo recto inicial: conduce con V_DS(on) pequeña, que se lee en el eje.
• La curva se hace horizontal por debajo de I_L: zona activa, cae casi toda la tensión en él y se destruye → subir V_GS.

Por eso la mayoría de MOSFET de potencia necesitan un driver de 10–15 V.

R_DS(on) a 125 °C puede ser 1,5–2 veces la de 25 °C. Si hay curvas a varias temperaturas, se usa la más caliente.

Otros datos imprescindibles:

• Límites: V_CEO o V_DSS > V_cc con margen; I_C, I_D máximas; V_GS,max ≈ ±20 V.
• Térmicos: T_J,max (150–200 °C), R_θ,JC y R_θ,JA.
• Tiempos t_ON, t_OFF en unas condiciones de prueba: µs en BJT de potencia, decenas de ns en MOSFET.

Relés, electroválvulas, contactores y motores son inductivos: su corriente no puede cambiar de golpe (v_L = L di/dt).

Al cortar, la bobina genera una sobretensión que aparece entre colector y emisor y destruye el transistor.

El diodo volante, en antiparalelo con la carga, deja que la corriente siga circulando y se extinga poco a poco. V_CE queda en V_cc + 0,7 V.

• Corriente mayor que la de la carga.
• Tensión inversa mayor que V_cc, con margen.
• Con PWM rápido: diodo rápido o Schottky.

Si la I_B necesaria es menor que la que da el µC, basta una resistencia de base.

• R_B fija la corriente de base.
• R_BE garantiza el corte si la salida queda al aire (reinicio) y acelera el corte. Su corriente, pequeña frente a I_B: 10–100 veces R_B.

Normalizar al valor comercial inferior (más I_B). Si así se supera la corriente del µC, el superior, y comprobar en la curva que sigue a la derecha del codo.

Un BJT que conmuta varios amperios necesita cientos de mA de base. Primera solución:

Darlington: dos transistores en un encapsulado; la corriente de emisor del primero es la de base del segundo.

• V_BE ≈ 1,4 V: dos uniones en serie.
• V_CE(sat) = V_BE2 + V_CE1 ≥ 0,7 V: disipa más que un transistor simple.

Un transistor pequeño Q₂, gobernado por el µC, da la corriente de base de Q₁ desde una fuente con corriente suficiente.

Se diseña de atrás hacia delante: I_B1 es la corriente de colector del excitador.

A diferencia del Darlington, el colector de Q₁ va aparte: Q₁ satura del todo.

R_B, conectada a una fuente auxiliar, da siempre la corriente de base de Q₁.

Cuando el excitador Q₂ conduce, desvía esa corriente a masa y corta a Q₁.

La carga está conectada con la salida del µC a 0 V: la lógica se invierte.

Con una resistencia a 5 V en la puerta de Q₂ (R_P), si el µC se reinicia y su salida queda al aire, Q₂ conduce y el motor queda parado: el estado seguro.

• Mando directo: solo si es de nivel lógico y la curva de la V_GS del µC (5 V o 3,3 V) conduce I_L en zona óhmica. La puerta se conecta al µC a través de R_G.
• Con driver: un integrado que recibe la señal lógica y aplica a la puerta su propia alimentación V_DRV (10–15 V), con picos de amperios.
• R_GS (10–100 kΩ): mantiene el MOSFET cortado si la puerta queda al aire.

La puerta es un condensador (nF) que hay que cargar en cada conmutación. Al conmutar, la corriente solo la limita R_G:

Los tiempos del fabricante se dan para una R_G,fab; con otra cambian en proporción:

Con PWM: t_ON + t_OFF ≲ 1 % del periodo. Sin otra indicación: 10–100 Ω con driver, 220 Ω–1 kΩ desde un µC.

Para saturar el PNP hay que sacar corriente de su base, que está a V_cc − V_EB. Un NPN Q₂ tira de ella hacia masa a través de R_C.

µC a 1 → Q₂ satura → Q₁ satura. µC a 0 → R_EB lleva la base a V_cc y corta.

R_C soporta casi toda V_cc y conduce I_B1: varios vatios.

El excitador Q₂ fija la tensión de puerta a través del divisor R₁–R₂:

Entre la V_GS(on) necesaria y la máxima (±20 V): con 24 V y la puerta a masa se rompe el óxido.

La fórmula fija la relación; el valor absoluto es un compromiso:

• Pequeñas: cargan antes la puerta; pico V_cc/R₂ por Q₂.
• Grandes: disipan menos (P_R1 ≈ V_GS²/R₁).

Un canal N en el lado alto tendría menos R_DS(on), pero su puerta debe quedar por encima de V_cc: drivers especiales, fuera del curso.

Conducción (D = t_cond/T; esporádica o sin dato: D = 1):

Conmutación: con carga inductiva (peor caso), la corriente se mantiene mientras la tensión sube o baja: los triángulos de la figura.

Crece con f: despreciable si es esporádica, importante con PWM, sobre todo con BJT (lentos). Carga resistiva: del orden de un tercio.

1. Sin disipador:

2. Con disipador: cadena unión–cápsula–disipador–ambiente:

• R_θ,CD: 0,5–1 °C/W con pasta; 1,5 °C/W deja del lado de la seguridad.
• T_J,max del fabricante o, mejor, algo menos: 125 °C si no se indica otra cosa.
• Siempre la temperatura ambiente máxima.

1. Topología: lado bajo o alto, ¿inductiva?, ¿ON con nivel alto o bajo?
2. Corriente de la carga I_L.
3. Punto de trabajo con las curvas: BJT → I_B a la derecha del codo y V_CE(sat); MOSFET → V_GS y R_DS(on) en caliente.
4. ¿Mando directo? Si no, excitador (β_forzada ≈ 10–20) o driver.
5. Resistencias R_B, R_C, R_G; normalizar y recalcular; potencia de cada una.
6. Resistencias de corte R_BE, R_EB, R_GS.
7. Diodo volante: corriente y tensión inversa.
8. Potencias: conducción (D = 1 si es esporádica) + conmutación (PWM).
9. Térmico: T_J sin disipador; si hace falta, R_θ,DA.
10. Comprobación final: corriente del µC, tensiones máximas y temperaturas.

µC de 5 V (máx. 10 mA), relé de 12 V y 240 Ω que enciende una lámpara de 230 V. BC547: h_FE,min = 110, V_CE(sat) ≈ 0,2 V, V_CEO = 45 V, R_θ,JA = 200 °C/W; 40 °C.

1. Topología: bobina al positivo → lado bajo con NPN. Inductiva → diodo.
2. Corrientes: I_C = 11,8/240 ≈ 49 mA. Sin curva: β_forzada = 10 → I_B ≈ 5 mA (el mínimo sería 0,45 mA) < 10 mA: mando directo.
3. Resistencias: R_BE = 10 kΩ (0,07 mA) → R_B = 4,3/5,07 mA = 848 Ω → 820 Ω, 5,2 mA ✔.
4. Diodo: 1N4148 o 1N4007. Sin él la sobretensión superaría los 45 V.
5. Térmico: P ≈ 13 mW, T_J ≈ 43 °C.

Bobina de 24 V y 1 A al positivo, esporádica. µC de 5 V y 20 mA. TIP41G: R_θ,JA = 57 °C/W, V_BE < 0,8 V; 40 °C.

1. Punto de trabajo: curva de 1 A, codo hacia 15 mA. Con 20 mA, V_CE(sat) ≈ 0,17 V. Mando directo, pero justo.
2. R_B (con R_BE = 100 R_B): (5 − 0,8 − 0,008)/20 mA ≈ 210 Ω.
3. Normalizar: 180 Ω pediría 23,3 mA > 20 mA ✘ → 220 Ω: 19,1 mA ✔, sigue a la derecha del codo (0,18 V). R_BE = 22 kΩ.
4. Diodo: 1 A y ≥ 50 V (1N4004).
5. Térmico: P = 0,18·1 + 0,8·0,019 ≈ 0,2 W → T_J ≈ 51 °C: sin disipador.

Motor de 24 V y 15 A al positivo, PWM a 30 kHz. IXTA50N20: R_θ,JC = 0,42 °C/W; 30/25 ns con 10 Ω. Driver de 10 V y 4 A. 40 °C.

1. ¿Directo? Con 5 V no pasa de 1,2 A: zona activa. Driver → V_GS = 10 V.
2. Punto: 15 A en la curva de 10 V → V_DS(on) ≈ 1,7 V (≈ 0,11 Ω).
3. Resistencias: R_G ≥ 10/4 = 2,5 Ω → 10 Ω (la del fabricante, 1 A). R_GS = 10 kΩ.
4. Diodo: rápido o Schottky, ≥ 15 A y ≥ 40 V.
5. Potencias (D = 1): P_cond = 25,5 W, P_conm = 0,3 W → 25,8 W.
6. Disipador: (150 − 40)/25,8 − 0,42 − 0,5 ≈ 3,3 °C/W.

Bobina de 60 V y 3 A al positivo, PWM a 5 kHz, µC de 5 V y 10 mA. IRL530: R_θ,JC = 1,7, R_θ,JA = 62 °C/W; 100/48 ns con 12 Ω. 50 °C.

1. ¿Directo? A 5 V los 3 A caen en el tramo recto (a 175 °C): V_DS(on) ≈ 0,85 V ✔.
2. R_G ≥ 5/10 mA = 500 Ω → 560 Ω; R_GS = 100 kΩ.
3. Tiempos: 100·560/12 = 4,67 µs y 2,24 µs → 6,9 µs, el 3,5 % de T.
4. Potencias: P_cond = 2,55 W, P_conm = 3,1 W: mayor la de conmutación.
5. Disipador: sin él ≈ 400 °C. (125 − 50)/5,66 − 1,7 − 1,5 ≈ 10 °C/W.
6. Con driver (10 V, 12 Ω): P_conm ≈ 0,07 W; la potencia total baja a menos de la mitad.

Motor de 24 V y 8 A al positivo, ON con el µC a 0 V, PWM a 20 kHz. Fuentes de 24 y 5 V. 2N3773 (R_θ,JC = 1,17; 0,3/1,2 µs) y XP223N (357 °C/W). 50 °C.

1. Topología: lado bajo con excitación inversora.
2. Q₁: curva de 8 A, codo 0,25 A → I_B = 0,5 A, V_CE(sat) ≈ 0,5 V. El µC no puede: de una fuente.
3. R_B desde 5 V: 4,2/0,5 = 8,4 → 8,2 Ω (0,51 A). Con Q₂ ON: 0,6 A y 3 W → de 5 W. (Desde 24 V: 46 Ω y más de 12 W.)
4. Q₂: 0,6 A con 0,23 Ω en caliente → 0,14 V ≪ 0,5 V: Q₁ corta. 0,08 W, 80 °C. R_G = 560 Ω, R_P = 100 kΩ.
5. Potencia de Q₁: 4,4 W + 2,9 W = 7,3 W: comparables (BJT lento).
6. Disipador: (150 − 50)/7,3 − 1,17 − 0,5 ≈ 12 °C/W.

Motor de 48 V y 4 A al positivo, esporádico. µC de 5 V y 10 mA; su fuente de 5 V da 500 mA. 2N3773 (R_θ,JC = 1,17) y BD135 (100 °C/W). 40 °C.

1. Q₁: curva de 4 A, codo hacia 70 mA (10 mA no bastan) → I_B1 = 150 mA, V_CE(sat)1 ≈ 0,32 V.
2. Excitador: BD135 en colector común con R_C a 5 V. Curva de I_C = 20 I_B: 0,1 V.
3. R_C = (5 − 0,1 − 0,8)/0,15 = 27,3 → 27 Ω (152 mA, 0,62 W → de 1 W). R_BE = 2,7 kΩ.
4. R_B = (5 − 0,8 − 0,8)/7,6 mA = 447 → 390 Ω (8,7 mA ✔). Fuente: 161 mA < 500 mA ✔.
5. Térmico: P_Q1 ≈ 1,4 W → R_θ,DA ≤ 58 °C/W; Q₂: 22 mW, 42 °C.

Bobina de 24 V y 3 A a masa, esporádica. µC de 5 V y 20 mA. BD242 (R_θ,JC = 3,125, R_θ,JA = 62,4 °C/W, V_EB < 0,9 V) y BD135. Pasta de 0,5 °C/W; 40 °C; 150 °C.

1. Topología: carga a masa → lado alto con PNP y NPN excitador.
2. Q₁: curva de 3 A (log–log), codo hacia 70 mA → I_B1 = 100 mA, V_EC(sat) ≈ 0,65 V.
3. Q₂: 100 mA con β_forzada = 20 → I_B2 = 5 mA; V_CE(sat) ≈ 0,1 V.
4. R_C = 23/0,1 = 230 → 220 Ω (2,4 W → de 3 W). R_B = 4,2/5 mA = 840 → 820 Ω. R_EB = 1 kΩ.
5. Térmico: P_Q1 ≈ 2,0 W → sin disipador 167 °C ✘ → R_θ,DA ≤ 50 °C/W. Q₂: 14 mW.

Bobina de 15 V y 3 A a masa, esporádica. µC de 5 V y 10 mA. Canal P (R_θ,JC = 2,73, R_θ,JA = 71,4 °C/W, ±20 V) y 2N7002 (1,2 Ω a 5 V). 50 °C.

1. Q₁: curva de 125 °C, 3 A → R_DS(on) ≈ 0,23 Ω, V_SD = 0,69 V.
2. Divisor: |V_GS| ≈ 12 V → R₁ = 4R₂; P_R1 ≈ 0,2 W → 720 Ω.
3. Normalizar: R₁ = 680 Ω, R₂ = 180 Ω → 11,9 V; 17,4 mA; 0,21 W y 0,05 W (de 0,5 W).
4. Q₂: pico 15/180 = 83 mA; potencia despreciable. R_G = 1 kΩ, R_GS = 100 kΩ.
5. Térmico: P_Q1 = 2,07 W → sin disipador 198 °C ✘ → R_θ,DA ≤ 32 °C/W.

El IGBT: puerta aislada como el MOSFET (se gobierna igual) y conducción de un bipolar (poca caída a corrientes altas). Variadores, inversores, ~20 kHz.

El BJT es lento porque al cortar tiene que eliminar la carga almacenada en la base. El MOSFET es una resistencia: a corrientes muy altas o en alta tensión su caída puede superar a la de un BJT.